現(xiàn)今許多數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)都包含高速、高分辨率的ADC（模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器）。出于低成本和低功率損耗的需要，這些系統(tǒng)通常采用基于CMOS的開關(guān)電路和以電容為基礎(chǔ)的ADC進(jìn)行設(shè)計(jì)。當(dāng)中的ADC采用非緩沖的前端直接與采樣網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行耦合。為了有效的降低噪聲和信號(hào)失真，因此有必要使用高速、低噪聲、低失真的運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)ADC。而要達(dá)到失真最小，運(yùn)算放大器的輸出必須在ADC的采集時(shí)間內(nèi)穩(wěn)定到預(yù)定的數(shù)值。通常測量運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間可以通過datasheet給出的頻率響應(yīng)時(shí)間計(jì)算，也可以用示波器通過探針測量輸出，但是那樣受示波器分辨率的限制。有時(shí)，運(yùn)算放大器的輸入和輸出的不同被放大以提高精確度。這些方法都受到示波器分辨率或者電路寄生參數(shù)的影響。此外，運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間會(huì)受到示波器的探針的寄生電容和寄生電感的影響。另外一種方法，將輸入和輸出的差異放大可以增加測量的精確度。以上提到的方法都沒有考慮ADC采樣電路和封裝的寄生電容和寄生電感。
穩(wěn)定時(shí)間（settling time）的定義
穩(wěn)定時(shí)間指的是從理想的瞬態(tài)階躍輸入到閉環(huán)放大器的輸出參數(shù)的數(shù)值保持在對稱誤差區(qū)域內(nèi)所占用的時(shí)間。穩(wěn)定時(shí)間包括非常短暫的傳輸延遲時(shí)間，以及輸出穩(wěn)定到最終值所需要的時(shí)間，這個(gè)時(shí)間主要是從過載的情況轉(zhuǎn)變到預(yù)定的在允許誤差范圍的輸出。對于高分辨率的ADC，誤差的范圍通常是ADC的最低有效位（LSB-least significant bit）的四分之一。
建立測試電路
測試電路可以采用TI的ADC芯片ADS8411，這是一個(gè)具備連續(xù)近似寄存器（SAR-successive approximation register）的16位ADC；運(yùn)算放大器可以采用THS4031。圖1為測試電路的基本結(jié)構(gòu)。瞬態(tài)階躍輸入可以由模擬多路復(fù)用器MUX（比如TS5A3159）通過交換它的兩個(gè)通道產(chǎn)生。在通道2加一個(gè)直流電壓V，通道1連接地，這樣可以構(gòu)成從0跳變到V或者從V跳變到0的階躍輸入信號(hào)。為了獲得更好的效果，也可以采用專門的階躍輸入發(fā)生器產(chǎn)生這樣的輸入信號(hào)，但是階躍發(fā)生器的穩(wěn)定時(shí)間必須比運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間要短。
怎樣從測試電路得出穩(wěn)定時(shí)間
（1）ADC首先從通道1采樣，通道1連接地。采樣時(shí)間要足夠的長以確保ADC的輸入電容完全放電。
（2）如圖2所示，模擬MUX在時(shí)間點(diǎn)A開始從通道1轉(zhuǎn)換到通道2。圖2顯示了圖1電路中S點(diǎn)的電壓的從通道1轉(zhuǎn)變到通道2的變化。MUX的穩(wěn)定時(shí)間表示為ts。在這里假設(shè)ts比運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間短。
（3）一旦模擬MUX在時(shí)間點(diǎn)A發(fā)生轉(zhuǎn)換，運(yùn)算放大器就開始變化。運(yùn)算放大器的輸出在一個(gè)非常短的傳輸延遲后開始改變。運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間（tideal）可以從Datasheet給出的轉(zhuǎn)換率（slew rate）和帶寬近似的計(jì)算。圖3繪出了運(yùn)算放大器從A點(diǎn)到B點(diǎn)的輸出情況，A點(diǎn)到B點(diǎn)的時(shí)間差為2tideal。
（4）第一個(gè)ADC采樣脈沖在B點(diǎn)，并且假設(shè)在B點(diǎn)得到帶n個(gè)讀出信號(hào)（即ADC的數(shù)字輸出）。從這n個(gè)讀出信號(hào)得到的平均值以得到更精確的結(jié)果，這點(diǎn)在后面討論。下一個(gè)采用脈沖向左移，并且與第一個(gè)采樣脈沖間隔1ns（參考圖3），這可以由見圖1中的圖形發(fā)生器和可調(diào)延遲發(fā)生器來實(shí)現(xiàn)，同樣的第二次采樣也可以得到n個(gè)讀出信號(hào)。同樣的，采樣脈沖以1ns為單位由B點(diǎn)到A點(diǎn)進(jìn)行采樣。每一個(gè)采樣信號(hào)的平均值被存儲(chǔ)在一個(gè)陣列元件里。最終以時(shí)間和陣列元件的存儲(chǔ)數(shù)值為坐標(biāo)軸繪出運(yùn)算放大器的穩(wěn)定時(shí)間，參考圖3。
對采樣求平均值以得到更好的分辨率
對于一個(gè)n位的ADC來說，它的輸入至少能處理n+2位，但是從ADC測量到的輸出是n位的數(shù)字代碼。一個(gè)提高分辨率的方法是反復(fù)的采樣同一個(gè)輸入并且得到多個(gè)讀出數(shù)據(jù)，就象前面提到的一樣。因此ADC輸出的n位數(shù)字代碼中的每一位都是平均結(jié)果。也可以看成是每一位的分辨率，如果讀出的次數(shù)是4，分辨率的w個(gè)擴(kuò)展位需要4w的讀出結(jié)果。
每一個(gè)附加位，信噪比（SNR）增加6.01dB。在這個(gè)前提下，16位的ADC需要能處理至少18位的精確度。
SNR=6.01×N+1.76。其中N是ADC的分辨率。
從測試中導(dǎo)出結(jié)論
在運(yùn)算放大器的輸出端加入RC電路過濾外部的噪升。在圖4中可以看到，ADC采樣電路通常包含由另外的RC電路，即R`、C`。圖5顯示了當(dāng)外部RC電路采用不同的電容對應(yīng)的穩(wěn)定曲線。圖6是圖5放大后的圖例，從中可以更精確的看到結(jié)果。當(dāng)輸出的數(shù)字代碼是建立在16位的采樣上的，測量的分辨率比16位要高，因?yàn)椤安东@”了65536個(gè)采樣數(shù)據(jù)，并且每一個(gè)讀出信號(hào)都進(jìn)行了平均化。當(dāng)沒有使用電容的時(shí)候，測量的結(jié)果顯示出明顯的系統(tǒng)振鈴和欠阻尼情況，而且從測量結(jié)果中還可以看到采用更大的電容（1000pF）會(huì)顯著的增加穩(wěn)定時(shí)間。總而言之，超過16位的情況下對輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行平均化可以提高結(jié)果的分辨率。
偏置電流的測量
圖7顯示了采用不同數(shù)值的反饋電阻的運(yùn)算放大器的穩(wěn)定過程。從圖中的不同輸出的穩(wěn)定過程可以看出，由偏置電流引起的電壓的偏移。偏置電流可以以3μA來計(jì)算，因?yàn)檫@個(gè)數(shù)值就是THS4031的技術(shù)參數(shù)。通過實(shí)驗(yàn)可以驗(yàn)證測試電路的有效。
小結(jié)
本文所敘述的是測量ADC驅(qū)動(dòng)電路穩(wěn)定時(shí)間的一個(gè)實(shí)用簡單方法。穩(wěn)定的過程不受測量因素的影響，因?yàn)榻y試電路不需要額外的元件。這種方法在未來也可以以內(nèi)建自測（BIST）的方法實(shí)現(xiàn)，并且可以通過對讀出信號(hào)的求平均數(shù)值可以增加結(jié)果的精確度。
作者簡介：
Rajiv Mantri，TI市場策劃，聯(lián)系方式: rajivmantri@ti.com；
Bhaskar Goswami，TI測試部工程師，聯(lián)系方式: bhaskar@ti.com
查詢進(jìn)一步資料，請閱讀英文資料：http://focus.ti.com/lit/an/slyt262/slyt262.pdf。
